Задачи
Электротехника
Реактор
Лекции
ПК
Электроника
ВВЭР-1200
Геометрия
Физика
Информатика
АЭС
Задачи
Строймех
Контрольная
Энергетика
Решения

Примеры расчетов электронных схем в курсовой работе

ПРИМЕР РАСЧЕТА: Требуется рассчитать полосовой фильтр для выделения второй гармоники при частоте генерируемых колебаний 10 кГц, Неравномерность ослабления в ПЭП DA = 1 дБ, минимально допустимое ослабление в ПЭН Аmin = 30 дВ (рис. 2.13). Частота 2-ой гармоники равна 20 кГц, следовательно, ¦0= 20 кГц.

По заданным DА и Amin и, выбрав порядок фильтра п = 3, по рис. 2.11 и 2.12 определяем нормированную частоту, соответствующую границе ПЭН НЧ- прототипа W3 = 2,6. Далее находим граничные частоты ПЭП и ПЭН.

Так как  , то задавшись f3 = 25 кГц, т.е. ω3 = 157079,6 рад/с, найдем  Учитывая соотношение , определим

Решая совместно систему

 ,

получаем:

Таким образом, граничные частоты:

Пользуясь табл. 3.5, находим полюсы передаточной функции НЧ- прототипа: S1 = - 0,494171; S2,3 =- - 0,247085 ± j0,965999.

Для отыскания полюсов передаточной функции ПФ, воспользуемся соотношением:

Pi,j ПФ

где =21749,5/2=10874,7 рад/с;

=1,5791*1010 (рад/с)2.

Полученные значения полюсов удобно представить в виде таблицы:

Номер полюса

Полюсы Н(р) полосового фильтра

- α · 104

± jw · 104

1,2

3,5

4,6

0,5373

0,2467

0,2907

12,5548

11,5567

13,6578

Передаточная функция ПФ может быть записана в виде произведения трех сомножителей второго порядка

,

где

.

Коэффициенты при р в знаменателях сомножителей аi = 2αi, а свободные члены a0i = αi2 + wi2. Их значения сведем в таблицу:

Номер сомножителя

Значения коэффициентов

bi

ai

A0i

1

2

3

1,7162 · 104 1,7162 · 104 1,7162 · 104

1,0748 · 104 0,4934 · 104 0,5814 · 104

1,5791 · 1010 1,3361 · 1010 1,8661 · 1010

Тогда передаточная функция искомого ПФ запишется:

.

Для реализации полученной передаточной функции необходимо выбрать тип звеньев, для чего найдем вначале добротности полюсов соответствующих сомножителей, используя соотношение

.

В результате расчетов получим Q1 = 11,7, Q2 = 23,4 и Q3 = 23,5.

Их таблицы 3.6 выбираем для реализации всех сомножителей схему 3. Для отыскания элементов звена, соответствующего первому сомножителю Н(р), составим систему уравнений:

.

Зададимся С6 =С7 = С = 5 · 10-9 Ф.

Кроме того, выберем R1 =R2 = 1/wпС. Здесь wп - частота полюса, определяемая для данного сомножителя, как

 рад/с.

Итак,

 кОм.

Решая систему относительно элементов R5, R3, R4 получим R5= 18,6 кОм, R3= 2,667 кОм, R4= 950 Ом.

Поступая аналогичным образом, найдем элементы второго и третьего звена фильтра. Результаты вычислений сведем в таблицу 2.1.

Схема полосового фильтра приведена на рис. 2.14.

Для расчета АЧХ и ослабления фильтра в выражении Н(р) осуществим замену  р = jw, тогда |Н(jw)| запишется:

Ослабление фильтра связано с АЧХ выражением:

.

Найдем частоты ПЭП, при которых А и АЧХ принимают максимальные и минимальные  значения. Из таблицы 3.8 для характеристик

НЧ-прототипа имеем при n = 3: W1min = 0; W1max = 0,5; W2min = 0,866; W2max=1.

Для нахождения соответствующих частот характеристики ПФ воспользуемся соотношениями:

,

.

Результаты расчетов АЧХ и ослабления отдельных звеньев и всего фильтра удобно свести в таблицу 2.2.

Полученная частотная зависимость ослабления удовлетворяет заданным нормам  DА и Amin.

По результатам расчетов построим графики АЧХ (рис. 2.15,а) и зависимость ослабления от частоты полосового фильтра (рис. 2.15,б).

Таблица 2.1. Значения элементов фильтра

Элементы 1-го звена

R1, к0м

R2, к0м

RЗ, к0м

R4, к0м

R5, к0м

С6, нФ

С7, нФ

1,59

1,59

2,67

0,95

18,6

5

5

Элементы 2-го звена

R8, к0м

R9, к0м

R10 к0м

R11 к0м

R12 к0м

С13 нФ

С14 нФ

1,73

1,73

0,69

4,29

40,6

5

5

Элементы 3-го звена

 

R15 к0м

R16 к0м

R17 к0м

R18 к0м

R19 к0м

С20 нФ

С21 нФ

 

1,46

1,46

0,75

2,86

34,4

5

5

 

 

Рис. 2.14

Разработка схемы распределителя.

Схемы обоих проектируемых устройств включают (см. рис. 1, 3) циклический распределитель, реализующий выдачу управляющих сигналов, основной задачей которых является замыкание ключей в цепи обратной связи ОУ или в поле коммутации входных сигналов. Выдача реализуется путем последовательной подачи в каждый такт времени (на каждый входной импульс С) логической единицы на одном из выходов распределителя (рис. 12), при этом на остальных выходах фиксируется логический ноль. Возможна реализация распределеителя, при которой по выходам циклически "путешествует" ноль, а в остальное время сохраняется логическая единица.


Существуют два основных схемотехнических подхода к реализации распределителей:

на основе кольцевого регистра сдвига логической единицы;

на базе двоичного счетчика по основанию n с дешифратором.

Простейшая схема пятиразрядного кольцевого регистра на основе D-триггеров представлена рис. 13. Из неё видно, что в исходном состоянии (после подачи сигнала начальной установки, условно называемого "Уст "0") выходе F0 находится логическая единица, которая при подаче тактовых импульсов С двигается по кольцу и обеспечивает реализацию требуемой временной последовательности (см. 12).

Если же в исходном состоянии требуется обеспечить логический ноль на всех выходах распределителя, то рассмотренная схема (рис. 13) дополняется ещё одним установочным триггером S-R (ТУ) и схемой 2ИЛИ (рис. 14).

Второй подход к реализации распределителя предполагает, что в состав данного устройства входят (см. рис. 15):

двоичный счетчик СТ по основанию n (на рисунке

дешифратор DC.

Обратная связь с выхода дешифратора на вход счетчика обеспечивает принудительное обнуление последнего (переход в исходное состояние) после подсчета n импульсов, то есть реализует требуемое основание счёта.


Пример реализации двоичного счетчика на основе D-триггеров и его временная диаграмма представлены на рис. 16. На следующем рисунке изображен дешифратор на четыре входа на основе элементов И. Более подробно реализация данных узлов на основе отдельных триггерных и логических структур рассмотрена в работах /8; 12 - 17; 19/.


Математика